摘要：

鎖相環(huán)(PLL)電路存在于各種高頻應(yīng)用中,，從簡單的時鐘凈化電路到用于高性能無線電通信鏈路的本振(LO)，以及矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀(VNA)中的超快開關(guān)頻率合成器,。本文將參考上述各種應(yīng)用來介紹PLL電路的一些構(gòu)建模塊,，以指導(dǎo)器件選擇和每種不同應(yīng)用內(nèi)部的權(quán)衡考慮，這對新手和PLL專家均有幫助,。本文參考ADI公司的ADF4xxx和HMCxxx系列PLL和壓控振蕩器(VCO),，并使用ADIsimPLL（ADI公司內(nèi)部PLL電路仿真器）來演示不同電路性能參數(shù)。

基本配置：時鐘凈化電路

鎖相環(huán)的最基本配置是將參考信號(FREF)的相位與可調(diào)反饋信號(RFIN)F0的相位進行比較,，如圖1所示,。圖2中有一個在頻域中工作的負反饋控制環(huán)路。當(dāng)比較結(jié)果處于穩(wěn)態(tài),，即輸出頻率和相位與誤差檢測器的輸入頻率和相位匹配時,，我們說PLL被鎖定。就本文而言,，我們僅考慮ADI公司ADF4xxx系列PLL所實現(xiàn)的經(jīng)典數(shù)字PLL架構(gòu),。

該電路的第一個基本元件是鑒頻鑒相器(PFD)。PFD將輸入到REF_IN的頻率和相位與反饋到RF_IN的頻率和相位進行比較,。ADF4002 是一 款可配置為獨立PFD（反饋分頻器N = 1）的PLL,。因此,，它可以與高質(zhì)量壓控晶體振蕩器(VCXO)和窄低通濾波器一起使用，以凈化高噪聲REF_IN時鐘,。

鑒頻鑒相器

圖3中的鑒頻鑒相器將+IN端的FREF輸入與和-IN端的反饋信號進行比較,。它使用兩個D型觸發(fā)器和一個延遲元件。一路Q輸出使能正電流源,，另一路Q輸出使能負電流源,。這些電流源就是所謂電荷泵。有關(guān)PFD操作的更多詳細信息,，請參閱"用于高頻接收器 和發(fā)射器的鎖相環(huán)",。

使用這種架構(gòu)，下面+IN端的輸入頻率高于-IN端（圖4）,，電荷泵輸出會推高電流,，其在PLL低通濾波器中積分后，會使VCO調(diào)諧電壓上升,。這樣,，-IN頻率將隨著VCO頻率的提高而提高，兩個PFD輸入最終會收斂或鎖定到相同頻率（圖5）,。如果-IN頻率高于+IN頻率,，則發(fā)生相反的情況。

回到原先需要凈化的高噪聲時鐘例子,，時鐘、自由運行VCXO和閉環(huán)PLL的相位噪聲曲線可以在ADIsimPLL中建模,。

從所示的ADIsimPLL曲線中可以看出,，REF_IN的高相位噪聲（圖6）由低通濾波器濾除。由PLL的參考和PFD電路貢獻的所有帶內(nèi)噪聲都被低通濾波器濾除,，只在環(huán)路帶寬外（圖8）留下低得多的VCXO噪聲（圖7）,。當(dāng)輸出頻率等于輸入頻率時，PLL配置最簡單,。這種PLL稱為時鐘凈化PLL,。對于此類時鐘凈化應(yīng)用，建議使用窄帶寬(<1kHz)低通濾波器,。

高頻整數(shù)N分頻架構(gòu)

為了產(chǎn)生一系列更高頻率,，應(yīng)使用VCO，其調(diào)諧范圍比VCXO更寬,。這常用于跳頻或擴頻跳頻(FHSS)應(yīng)用中,。在這種PLL中，輸出是參考頻率的很多倍,。壓控振蕩器含有可變調(diào)諧元件,，例如變?nèi)荻O管,，其電容隨輸入電壓而改變，形成一個可調(diào)諧振電路,，從而可以產(chǎn)生一系列頻率（圖9）,。PLL可以被認(rèn)為是該VCO的控制系統(tǒng)。

反饋分頻器用于將VCO頻率分頻為PFD頻率,，從而允許PLL生成PFD頻率倍數(shù)的輸出頻率。分頻器也可以用在參考路徑中,，這樣就可以使用比PFD頻率更高的參考頻率,。ADI公司的 ADF4108 就是這樣的PLL。PLL計數(shù)器是電路中要考慮的第二個基本元件,。

PLL的關(guān)鍵性能參數(shù)是相位噪聲,、頻率合成過程中的多余副產(chǎn)物或雜散頻率（簡稱雜散）。對于整數(shù)N PLL分頻,，雜散頻率由PFD頻率產(chǎn)生,。來自電荷泵的漏電流會調(diào)制VCO的調(diào)諧端口。低通濾波器可減輕這種影響,，而且?guī)捲秸?，對雜散頻率的濾波越強。理想單音信號沒有噪聲或額外雜散頻率（圖10）,，但在實際應(yīng)用中,，相位噪聲像裙擺一樣出現(xiàn)在載波邊緣，如圖11所示,。單邊帶相位噪聲是指在距離載波的指定頻率偏移處,，1 Hz帶寬內(nèi)相對于載波的噪聲功率。

整數(shù)N和小數(shù)N分頻器

在窄帶應(yīng)用中,，通道間隔很窄（通常<5MHz）,，反饋計數(shù)器N很高。通過使用雙模P/P + 1預(yù)分頻器,，如圖12所示,，可以利用一個小電路獲得高N值，并且N值可以利用公式N = PB + A來計算,；以8/9預(yù)分頻器和90的N值為例,，計算可得B值為11，A值為2,。對于A或2個周期,，雙模預(yù)分頻器將進行9分頻。對于剩余的(B-A)或9個周期,，它將進行8分頻,，如表1所示,。預(yù)分頻器一般利用較高頻率電路技術(shù)設(shè)計，例如雙極性射極耦合邏輯(ECL)電路,，而A和B計數(shù)器可以接受這種較低頻率的預(yù)分頻器輸出,，它們可以利用低速CMOS電路制造，以減少電路面積和功耗,。像ADF4002這樣的低頻凈化PLL省去了預(yù)分頻器,。

帶內(nèi)（PLL環(huán)路濾波器帶寬內(nèi)）相位噪聲受N值直接影響，帶內(nèi)噪聲增幅為20log(N),。因此,，對于N值很高的窄帶應(yīng)用，帶內(nèi)噪聲主要由高N值決定,。利用小數(shù)N分頻合成器（例如 ADF4159 或 HMC704）,，可以實現(xiàn)N值低得多但仍有精細分辨率的系統(tǒng)。這樣一來,，帶內(nèi)相位噪聲可以大大降低,。圖13至圖16說明了其實現(xiàn)原理。在這些示例中,，使用兩個PLL來生成適合于5G系統(tǒng)本振(LO)的7.4 GHz至7.6 GHz頻率,，通道分辨率為1 MHz。ADF4108以整數(shù)N分頻配置使用（圖13）,，HMC704以小數(shù)N分頻配置使用,。HMC704（圖14）可以使用50 MHz PFD頻率，這會降低N值,，從而降低帶內(nèi)噪聲,，同時仍然支持1 MHz（或更小）的頻率步長——可注意到性能改善15 dB（在8 kHz偏移頻率處）（圖15與圖16對比）,。但是,，ADF4108必須使用1 MHz PFD才能實現(xiàn)相同的分辨率。

對于小數(shù)N分頻PLL務(wù)必要小心,，確保雜散不會降低系統(tǒng)性能,。對于HMC704之類的PLL，整數(shù)邊界雜散（當(dāng)N值的小數(shù)部分接近0或1時產(chǎn)生,，例如147.98或148.02非常接近整數(shù)值148）最需要關(guān)注,。解決措施是對VCO輸出到RF輸入進行緩沖，以及/或者做精心的規(guī)劃頻率,，改變REF_IN以避免易發(fā)生問題的頻率,。

對于大多數(shù)PLL，帶內(nèi)噪聲高度依賴于N值,，也取決于PFD頻率,。從帶內(nèi)相位噪聲測量結(jié)果的平坦部分減去20log(N)和10log(FPFD)得到品質(zhì)因數(shù)(FOM),。選擇PLL的常用指標(biāo)是比較FOM。影響帶內(nèi)噪聲的另一個因素是1/f噪聲,，它取決于器件的輸出頻率,。FOM貢獻和1/f噪聲，再加上參考噪聲,，決定了PLL系統(tǒng)的帶內(nèi)噪聲,。

用于5G通信的窄帶LO

對于通信系統(tǒng)，從PLL角度來看,，主要規(guī)格有誤差矢量幅度(EVM)和VCO阻塞,。EVM在范圍上與積分相位噪聲類似，考慮的是一系列偏移上的噪聲貢獻,。對于前面列出的5G系統(tǒng)，積分限非常寬,，從1 kHz開始持續(xù)到100 MHz,。EVM可被認(rèn)為是理想調(diào)制信號相對于理想點的性能降幅百分比（圖17）。類似地,，積分相位噪聲將相對于載波的不同偏移處的噪聲功率進行積分,，表示通過配置可以計算EVM、積分相位噪聲,、均方根相位誤差和抖動?，F(xiàn)代信號源分析儀也會包含這些數(shù)值（圖18），只需按一下按鈕即可得到,。隨著調(diào)制方案中密度的增加,，EVM變得非常重要。對于16-QAM,，根據(jù)ETSI規(guī)范3GPP TS 36.104,，EVM最低要求為12.5%。對于64-QAM,，該要求為8%,。然而，由于EVM包括各種其他非理想?yún)?shù)（功率放大器失真和不需要的混頻產(chǎn)物引起）,，因此積分噪聲通常有單獨的定義（以dBc為單位）,。

VCO阻塞規(guī)范在需要考慮強發(fā)射存在的蜂窩系統(tǒng)中非常重要。如果接收器信號很弱,，并且VCO噪聲太高,，那么附近的發(fā)射器信號可能會向下混頻，淹沒目標(biāo)信號（圖19）,。圖19演示了如果接收器VCO噪聲很高,，附近的發(fā)射器（相距800 kHz）以-25 dBm功率發(fā)射時,，如何淹沒-101 dBm的目標(biāo)信號。這些規(guī)范構(gòu)成無線通信標(biāo)準(zhǔn)的一部分,。阻塞規(guī)范直接影響VCO的性能要求,。

壓控振蕩器(VCO)

我們的電路中需要考慮的下一個PLL電路元件是壓控振蕩器。對于VCO,，相位噪聲,、頻率覆蓋范圍和功耗之間的權(quán)衡十分重要。振蕩器的品質(zhì)因數(shù)(Q)越高,，VCO相位噪聲越低,。然而，較高Q電路的頻率范圍比較窄,。提高電源電壓也會降低相位噪聲,。在ADI公司的VCO系列中， HMC507 的覆蓋范圍為6650 MHz至7650 MHz,，100 kHz時的VCO噪聲約為-115 dBc/Hz,。相比之下， HMC586 覆蓋了從4000 MHz 到8000 MHz的全部倍頻程,，但相位噪聲較高,，為-100 dBc/Hz。為使這種VCO的相位噪聲最小,，一種策略是提高VCO調(diào)諧電壓VTUNE的范圍（可達20 V或更高）,。這會增加PLL電路的復(fù)雜性，因為大多數(shù)PLL電荷泵只能調(diào)諧到5 V,，所以利用一個由運算放大器組成的有源濾波器來提高PLL電路的調(diào)諧電壓,。

多頻段集成PLL和VCO

另一種擴大頻率覆蓋范圍而不惡化VCO相位噪聲性能的策略是使用多頻段VCO，其中重疊的頻率范圍用于覆蓋一個倍頻程的頻率范圍,，較低頻率可以利用VCO輸出端的分頻器產(chǎn)生,。ADF4356就是這種器件，它使用四個主VCO內(nèi)核,，每個內(nèi)核有256個重疊頻率范圍,。該器件使用內(nèi)部參考和反饋分頻器來選擇合適的VCO頻段，此過程被稱為VCO頻段選擇或自動校準(zhǔn),。

多頻段VCO的寬調(diào)諧范圍使其適用于寬帶儀器,，可產(chǎn)生范圍廣泛的頻率。此外,，39位小數(shù)N分辨率使其成為精密頻率應(yīng)用的理想選擇,。在矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀等儀器中，超快開關(guān)速度至關(guān)重要。這可以通過使用非常寬的低通濾波器帶寬來實現(xiàn),，它能非?？斓卣{(diào)諧到最終頻率。在這些應(yīng)用中,，通過使用查找表（針對每個頻率直接寫入頻率值）可以繞過自動頻率校準(zhǔn)程序,，也可以使用真正的單核寬帶VCO，如HMC733 ,，其復(fù)雜性更低,。

對于鎖相環(huán)電路，低通濾波器的帶寬對系統(tǒng)建立時間有直接影響,。低通濾波器是我們電路中的最后一個元件,。如果建立時間至關(guān)重要，應(yīng)將環(huán)路帶寬增加到允許的最大帶寬,，以實現(xiàn)穩(wěn)定鎖定并滿足相位噪聲和雜散頻率目標(biāo),。通信鏈路中的窄帶要求意味著使用HMC507時，為使積分噪聲最?。?0 kHz至100 MHz之間）,，低通濾波器的最佳帶寬約為207 kHz（圖20）。這會貢獻大約-51 dBc的積分噪聲,，可在大約51μs內(nèi)實現(xiàn)頻率鎖定，誤差范圍為1 kHz（圖22）,。

相比之下,，寬帶HMC586（覆蓋4 GHz至8 GHz）以更接近300 kHz帶寬的更寬帶寬實現(xiàn)最佳均方根相位噪聲（圖21），積分噪聲為-44 dBc,。但是,，它在不到27μs的時間內(nèi)實現(xiàn)相同精度的頻率鎖定（圖23）。正確的器件選擇和周圍電路設(shè)計對于實現(xiàn)應(yīng)用的最佳結(jié)果至關(guān)重要,。

低抖動時鐘

對于高速數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)和高速模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC),，干凈的低抖動采樣時鐘是必不可少的構(gòu)建模塊。為使帶內(nèi)噪聲最小,，應(yīng)選擇較低的N值,；但為使雜散噪聲最小，最好選擇整數(shù)N值,。時鐘往往是固定頻率,，因此可以選擇頻率以確保REF_IN頻率恰好是輸入頻率的整數(shù)倍。這樣可以保證PLL帶內(nèi)噪聲最低,。選擇VCO（無論集成與否）時,，須確保其噪聲對應(yīng)用而言足夠低，尤其要注意寬帶噪聲,。然后需要精心放置低通濾波器,，以確保帶內(nèi)PLL噪聲與VCO噪聲相交——這樣可確保均方根抖動最低,。相位裕度為60°的低通濾波器可確保濾波器峰值最低，從而最大限度地減少抖動,。這樣的話,，低抖動時鐘就落在本文討論的第一個電路的時鐘凈化應(yīng)用和所討論的最后一個電路的快速開關(guān)能力之間。

對于時鐘電路,，時鐘的均方根抖動是關(guān)鍵性能參數(shù),。這可以利用ADIsimPLL估算，或使用信號源分析儀測量,。對于像 ADF5356這樣的 高性能PLL器件,，相對較寬的低通濾波器帶寬(132 kHz)，配合WenxelOCXO之類的超低REFIN源,，允許用戶設(shè)計均方根抖動低于90 fs的時鐘（圖26）,。操縱PLL環(huán)路濾波器帶寬(LBW)的位置表明，如果降低太多,，VCO噪聲在偏移較小時（圖24）將開始占主導(dǎo)地位,，帶內(nèi)PLL噪聲實際上會降低，而如果提高太多的話,，帶內(nèi)噪聲在偏移處占主導(dǎo)地位,，VCO噪聲則顯著降低（圖25）。

參考電路

Collins, Ian. “用于無線應(yīng)用的集成PLL和VCO.” Radio Electronics, 2010年,。

Curtin, Mike and Paul O’Brien. “用于高頻接收器和發(fā)射器的鎖相環(huán),。” 《模擬對話》,，第33卷,，1999年。