1,、共模抑制比（CMRR）

2、低容差電阻

3、高噪聲增益

4,、單電容滾降

5,、運(yùn)算放大器輸入端之間的電容

大學(xué)里的電子學(xué)課程說明了理想運(yùn)算放大器的應(yīng)用，包括反相和同相放大器,，然后將它們進(jìn)行組合,，構(gòu)建差動放大器。經(jīng)典四電阻差動放大器,，如下圖所示：

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該放大器的傳遞函數(shù)為：

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若R1=R3且R2=R4,，則公式1簡化為：

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經(jīng)典的四電阻差分放大器似乎很簡單，但其在電路中的性能卻不佳,。這種簡化可以在教科書中看到,，但現(xiàn)實中無法這樣做，因為電阻永遠(yuǎn)不可能完全相等,。此外,，基本電路在其他方面的改變可產(chǎn)生意想不到的行為。

本文從實際生產(chǎn)設(shè)計出發(fā),，討論了分立式電阻,、濾波、交流共模抑制和高噪聲增益的不足之處,。

1,、共模抑制比（CMRR）

差動放大器的一項重要功能是抑制兩路輸入的共模信號。如上圖所示,，假設(shè)V2為5V,，V1為3V，則4V為共模輸入,。V2比共模電壓高1V,，而V1低1V。二者之差為2V,，因此R2/R1的'理想'增益施加于2V,。如果電阻非理想，則共模電壓的一部分將被差動放大器放大,，并作為V1和V2之間的有效電壓差出現(xiàn)在VOUT,，無法與真實信號相區(qū)別。

差動放大器抑制這一部分電壓的能力稱為共模抑制(CMR),。該參數(shù)可以表示為比率的形式(CMRR),，也可以轉(zhuǎn)換為分貝(dB)。

在1991年的一篇文章中,，RamónPallás-Areny和JohnWebster指出,，假定運(yùn)算放大器為理想運(yùn)算放大器,，則共模抑制可以表示為：

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其中：

Ad為差動放大器的增益，

t為電阻容差,。

因此,，在單位增益和1%電阻情況下，CMRR等于50V/V（或約為34dB）,；在0.1%電阻情況下,，CMRR等于500V/V（或約為54dB）——甚至假定運(yùn)算放大器為理想器件，具有無限的共模抑制能力,。若運(yùn)算放大器的共模抑制能力足夠高,，則總CMRR受限于電阻匹配。某些低成本運(yùn)算放大器具有60dB至70dB的最小CMRR,，使計算更為復(fù)雜,。

2、低容差電阻

對上圖電路進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計,，如下所示：

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具有高噪聲增益的低端檢測

該設(shè)計為采用OP291的低端電流檢測應(yīng)用,。R1至R4為分立式0.5%電阻。由Pallás-Areny文章中的公式可知,，最佳CMR為64dB,。幸運(yùn)的是，共模電壓離接地很近,，因此CMR并非該應(yīng)用中主要誤差源,。具有1%容差的電流檢測電阻會產(chǎn)生1%誤差，但該初始容差可以校準(zhǔn)或調(diào)整,。然而,，由于工作范圍超過80°C，因此必須考慮電阻的溫度系數(shù),。

在舉個例子，如下圖所示：

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低端檢測,，示例2

該示例具有較低的噪聲增益,，但它使用3mV失調(diào)、10-μV/°C失調(diào)漂移和79dBCMR的低精度四通道運(yùn)算放大器,。在0A至3.6A范圍內(nèi),，要求達(dá)到±5mA精度。若采用±0.5%檢測電阻,，則要求的±0.14%精度便無法實現(xiàn),。若使用100mΩ電阻，則±5mA電流可產(chǎn)生±500μV壓降,。不幸的是,，運(yùn)算放大器隨溫度變化的失調(diào)電壓要比測量值大十倍,。哪怕VOS調(diào)整為零，50°C的溫度變化就會耗盡全部誤差預(yù)算,。若噪聲增益為13,，則VOS的任何變化都將擴(kuò)大13倍。為了改善性能,，應(yīng)使用零漂移運(yùn)算放大器(比如AD8638,ADA4051,或ADA4528,、薄膜電阻陣列以及精度更高的檢測電阻。

3,、高噪聲增益

下圖中的設(shè)計用來測量高端電流,，其噪聲增益為250。OP07C運(yùn)算放大器的VOS最大額定值為150μV,。最大誤差為150μV×250=37.5mV,。為了改善性能，采用ADA4638零漂移運(yùn)算放大器,。該器件在–40°C至+125°C溫度范圍內(nèi)的額定失調(diào)電壓為12.5μV,。然而，由于高噪聲增益,，共模電壓將非常接近檢測電阻兩端的電壓,。OP07C的輸入電壓范圍(IVR)為2V，這表示輸入電壓必須至少比正電軌低2V,。對于ADA4638而言,，IVR=3V。

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高端電流檢測

4,、單電容滾降

下圖中的示例稍為復(fù)雜,，目前為止，所有的等式都針對電阻而言,，但更準(zhǔn)確的做法是,，它們應(yīng)當(dāng)將阻抗考慮在內(nèi)。在加入電容的情況下（無論是故意添加的電容或是寄生電容）,，交流CMRR均取決于目標(biāo)頻率下的阻抗比,。若要滾降該示例中的頻率響應(yīng)，則可在反饋電阻兩端添加電容C2,，如通常會在反相運(yùn)算放大器配置中做的那樣。

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嘗試創(chuàng)建低通響應(yīng)

如需匹配阻抗比Z1=Z3和Z2=Z4,，就必須添加電容C4,。市場上很容易就能買到0.1%或更好的電阻，但哪怕是0.5%的電容售價都要高于1美元,。極低頻率下的阻抗可能無關(guān)緊要,，但電容容差或PCB布局產(chǎn)生的兩個運(yùn)算放大器輸入端0.5pF的差額可導(dǎo)致10kHz時交流CMR下降6dB,。這在使用開關(guān)穩(wěn)壓器時顯得尤為重要。

單芯片差動放大器(如AD8271,AD8274,，或AD8276)具有好得多的交流CMRR性能,，因為運(yùn)算放大器的兩路輸入處于芯片上的可控環(huán)境下，且價格通常較分立式運(yùn)算放大器和四個精密電阻更為便宜,。

5,、運(yùn)算放大器輸入端之間的電容

為了滾降差動放大器的響應(yīng)，某些設(shè)計人員會嘗試在兩個運(yùn)算放大器輸入端之間添加電容C1以形成差分濾波器,，如下圖所示：

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輸入電容降低高頻反饋

這樣做對于儀表放大器而言是可行的,，但對于運(yùn)算放大器卻不可行。VOUT將會通過R2而上下移動,，形成閉合環(huán)路,。在直流時，這不會產(chǎn)生任何問題,，并且電路的表現(xiàn)與等式2所描述的相一致,。隨著頻率的增加，C1電抗下降,。進(jìn)入運(yùn)算放大器輸入端的反饋降低,，從而導(dǎo)致增益上升。最終,，運(yùn)算放大器會在開環(huán)狀態(tài)下工作,，因為電容使輸入短路,。

在波特圖上,，運(yùn)算放大器的開環(huán)增益在–20dB/dec處下降,，但噪聲增益在+20dB/dec處上升,，形成–40dB/dec交越,。正如控制系統(tǒng)課堂上所學(xué)到的，它必然產(chǎn)生振蕩,。一般而言，永遠(yuǎn)不要在運(yùn)算放大器的輸入端之間使用電容（極少數(shù)情況下例外,，但本文不作討論）,。

無論是分立式或是單芯片，四電阻差動放大器的使用都非常廣泛,。為了獲得穩(wěn)定且值得投入生產(chǎn)的設(shè)計,，應(yīng)仔細(xì)考慮噪聲增益、輸入電壓范圍,、阻抗比和失調(diào)電壓規(guī)格,。