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前幾篇講述的音頻功率放大器都是單電源供電，輸出經(jīng)由耦合電容“ 隔直通交”送給揚聲器,，屬于OTL電路,。這類電路的結構特點是，功率管與耦合電容連接點的直流電位約為電源的一半,，揚聲器沒有直流偏壓,；這類電路的工作特點是，正半波時,，電源經(jīng)上半?yún)^(qū)功放管給負載提供能量,；負半波時，下半?yún)^(qū)功放管導通,，耦合電容充當電源,，把存儲的能量釋放給揚聲器。故大功率輸出時,，要求耦合電容的容量要足夠大,，否則就不能滿足功率輸出，波形削頂失真,。
目前,，音頻功率放大器常采用“全對稱式OCL功率放大電路”，該電路除了采用復合管、溫度補償?shù)却胧┩?，還把OCL電路里的差分輸入,、激勵放大與功率放大三級電路都設計成互補對稱。正半波時,，上位功率管導通,、下位功率管截止，系統(tǒng)由正電源給負載提供能量,；負半波時,，上位功率管截止、下位功率管導通,，系統(tǒng)由負電源給負載提供能量,。這樣，就充分發(fā)揮了NPN型和PNP型功放管能夠互補工作的優(yōu)點,，讓信號從輸入到輸出均處于推挽放大之中,，使電路獲得很好的穩(wěn)定性和保真度，電路圖如圖1所示,。
圖1 電路中各元器件作用和功能,，如表1。
表1
通常為了降低成本,，在音頻功率放大器中，前置放大器與功放級使用同組電源,，這樣就會帶來兩個弊端：其一,，大動態(tài)時，功放級的大電流使電源內(nèi)阻的壓降過大,，電源電壓降低,，導致激勵級的供電電壓不足，動態(tài)范圍明顯變小,，功放級獲得的驅(qū)動電壓不足,，達不到應有的輸出功率，因而大動態(tài)時推動大功率音箱就會顯得力不從心,；第二,，大動態(tài)時，電源波動產(chǎn)生的干擾信號使激勵級的輸出信號幅度被調(diào)制,，從而降低聲音的清晰度,。 為了克服大動態(tài)時工作的兩個弊端，本電路在前置放大器與功放級的供電通路中串入二極管VD1,、VD2隔離,，這樣就可以明顯地改善大動態(tài)時的性能,。隔離式供電的工作原理如下：當輸出級的瞬間大動態(tài)信號電流使電源電壓低落時，二極管VD1,、VD2的反向截止,，由于濾波電容C7、C8容量較大,，短時間內(nèi)能保證差動放大級的電壓不至于跌落,，待電容上的電壓即將跌落時，輸出級的瞬間電流峰值已過,，電源電壓即可恢復原值,，可以立即向C7、C8及差動放大級供電,。這樣,，在大動態(tài)時差動輸入級和激勵級的電源電壓基本不受影響。
制作說明：差分輸入級誤差小于3%,，越小越好（實際上1%也能挑到）,。激勵級上下半?yún)^(qū)對管也一樣，電壓放大級5%就可以了,。選β值不是也大越好,，100～150左右就可以了。另外,，線性要好一些,，曲線不會太陡。末級有點特殊,，因為是電流輸出級,，一般要在 3A來選，誤差5%最好,。
一,、直流測試（雙電源±15.7V，加在差動輸入級和激勵級的電壓為±15V） 1．差動輸入級
2．激勵級
3．功放級
二,、直流分析 1．差動輸入級 電路結構,、參數(shù)對稱。晶體管VT1,、VT2組成的差動輸入級,，負責正半波信號的放大，經(jīng)由VT5激勵放大送給復合管,，晶體管VT3,、VT4組成的差動輸入級,，負責負半波信號的放大，經(jīng)由VT6激勵放大送給復合管,。 由于是對稱雙電源供電,，故電阻R2給VT1、VT3提供基極偏置,。這時,，VT1、VT2的發(fā)射極電位為負值,，VT3,、VT4的發(fā)射極電位為負值。差動輸入級的靜態(tài)電流由R11,、R12及電源電壓決定,。 比如，前文所述測得R12壓降約14.5V,，電流為1.46 mA。由于VT1,、VT2特性一致性較好,，發(fā)射極電阻R5、R6的壓降大致相等,，故二者均分R12的電流,。而VT3、VT4特性不一致,，發(fā)射極電阻R7,、R8的壓降不相等，故二者的電流稍有差異,。這時,，若把R7減小為82Ω，則UR7減小,，UEB3增大,，基極、集電極相應增大,，即可使VT3,、VT4的靜態(tài)電流趨于相等（增大R8也可實現(xiàn)之）。所以,，R7,、R8被稱為差動放大器的平衡調(diào)節(jié)電阻。所以,，R7,、R8被稱為差動放大器的平衡調(diào)節(jié)電阻,。
讀者可能會問：為什么要求差動管的靜態(tài)電流基本相等呢？因為,，差動放大器工作時,，對管的電流“此消彼漲”，二者之和等于發(fā)射極“拖尾”電阻的電流,，該電流基本恒定,。因此，當差動對管均分該電流時,，相對于靜態(tài)時的基本電流值,，差動對管的電流無論正向變化還是負向變化，其量值是相等的,！這樣,，在集電極電阻上形成的變化量正負對稱，經(jīng)激勵放大后,，保證終端輸出波形的上下對稱,。
承接上文，當VT1,、VT2均分R12的電流時,，則R3、R4的壓降亦相等,，即
UR3=UR4 而 UR3= R3*IR12/2=3K×0. 73mA=2.19V 提示：電阻R11,、R12的電流就是差動輸入級的靜態(tài)電流！
2．激勵級 由于R15與VT5發(fā)射結串聯(lián)后與R3并聯(lián),，所以R3的壓降UR3,，將對激勵管VT5的靜態(tài)電流產(chǎn)生決定性影響。由圖1所示,，可知
UR3=UR5 + UEB5 =R5*IR5 + UEB5 而UEB5是VT5的發(fā)射結壓降,，變化范圍較小，硅管約為0.6V,。因此,，上式可表示為 UR3= R5*IR5+0.6V 比如,，前文所述測得UR3=2.09V，則R15的電流IR15為 IR15=（UR3-0.6）V /R15=（2.09-0.6）V /300Ω≈4.97mA 該值與表1中實測R15壓降,，根據(jù)歐姆定律計算的4.92mA相差無幾,！
同理,，R16電流的理論計算與此類似。,。,。
需要說明的是，本電路激勵放大級的靜態(tài)電流稍稍有點大,，在輸出功率不大時,，2～3 mA即可。比如,，就本電路來說,，筆者把R15、R16更改為560Ω,，實測它們的壓降約為1.55V,，則流過它們的電流約為2.77mA（=1.55V/560Ω）。
提示：電阻R15,、R16的電流就是激勵放大級的靜態(tài)電流,！ 3．Ube倍增電路 R17、R18與VT7組成Ube倍增電路,，抵消VT8～VT11的發(fā)射結死區(qū)壓降,，消除交越失真，同時可以很方便地設置輸出級的靜態(tài)電流,。 忽略VT7基極電流，則R17,、R18串聯(lián)分壓,，由于R17與VT7發(fā)射結并聯(lián)，于是有如下方程成立 UBE7/R17= UAB/(R17+R18) 代入?yún)?shù),，解之得 UAB=3 UBE7 按理說,，這A、B兩點的電壓只有3個發(fā)射結壓降,，并不能完全抵消VT8～VT11的發(fā)射結死區(qū)壓降,，但考慮到功放管溫升后，發(fā)射結特性曲線左移,，因此,，即便較小的UBE對應的基極電流也不容小視，加之溫升后β也相應增大,，為安全起見,，Ube倍增電路設置UAB應適當小一些，以保證功放管安全,。
提示：筆者為研究需要,，實際元件R18=3K,，R17為10K可調(diào)電阻。
二,、交流測試
棕色—輸入波形 1. 1kHz&空載,、負載
2. 10kHz&空載,、負載
圖5 3.隨機測試（負載8Ω揚聲器）
圖6
圖7
2013-6-18于中山 |
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