近年 LCC 諧振變換器備受關(guān)注,，因為它優(yōu)于常規(guī)串聯(lián)諧振變換器和并聯(lián)諧振變換器：在負載和輸入變化較大時,，頻率變化仍很小，且全負載范圍內(nèi)切換可實現(xiàn)零電壓轉(zhuǎn)換（ZVS）,。本文介紹了LLC 型諧振變換器的分析方法,，回顧了LLC 型諧振變換器的實際設(shè)計要素。其中包括設(shè)計變壓器和選擇元器件,。采用一設(shè)計實例,，逐步說明設(shè)計流程，有助于工程師更加輕松地設(shè)計LLC 諧振器,。
功率變換器設(shè)計中,，對增大功率密度，縮小設(shè)計尺寸的要求越來越高,，迫切需要設(shè)計師提高開關(guān)頻率。采用高頻工作將大大降低無源器件的尺寸,，如變壓器和濾波器,。但存在的開關(guān)損耗卻對高頻工作帶來不利影響,。為減少開關(guān)損耗，使高頻工作正常,，故提出諧振切換技術(shù) ,。這些技術(shù)按正弦波處理功率，并且開關(guān)器件可以很方便地軟換向,。因此,，開關(guān)損耗和噪聲可大幅度減少。常規(guī)諧振器使用串聯(lián)的電感電容作為諧振網(wǎng)絡(luò),。負載連接有兩種基本結(jié)構(gòu),，串聯(lián)和并聯(lián)。
對于串聯(lián)諧振變換器（SRC）, 整流負載網(wǎng)絡(luò)與一個LC 諧振網(wǎng)絡(luò)串聯(lián),，如圖1 所示,。從這個結(jié)構(gòu)看來，諧振網(wǎng)絡(luò)與負載作為一個分壓器,。通過改變驅(qū)動電壓Vd的頻率,，改變諧振網(wǎng)絡(luò)的阻抗。輸入電壓將分配到這部分阻抗和反射負載上,。因為,，它是一個分壓器，SRC 直流增益始終小于1,。在小負載條件下,，負載阻抗相對于與諧振網(wǎng)絡(luò)的阻抗非常大；全部輸入電壓落在負載上,。這使得人們很難在小負載條件下調(diào)節(jié)輸出,。理論上，在沒有負載的情況下調(diào)節(jié)輸出,，頻率會變?yōu)闊o限大,。
對于并聯(lián)諧振變換器，整流負載網(wǎng)絡(luò)與諧振電容是并聯(lián)的,，如圖所示,。由于負載同諧振網(wǎng)絡(luò)是并聯(lián)的，因此不可避免地存在著大量的循環(huán)電流,。這使得人們難以在大功率場合下使用并聯(lián)諧振電路,。
為了解決傳統(tǒng)諧振變換器的局限性，提出了LLC 諧振變換器,。對比常規(guī)諧振器,，LLC 型諧振變換器具有許多優(yōu)點。首先，它可以在輸入和負載大范圍變化的情況下調(diào)節(jié)輸出,，同時開關(guān)頻率變化相對很小,。第二，它可以在整個運行范圍內(nèi),，實現(xiàn)零電壓切換（ZVS）,。最后，所有寄生元件,，包括所有半導(dǎo)體器件的結(jié)電容和變壓器的漏磁電感和激磁電感,，都是用來實現(xiàn)ZVS 的。
本文講述了一種半橋LLC 諧振器的分析和設(shè)計要素,。利用基波近似法分析了電壓和電流波形,，并得到了系統(tǒng)增益方程。選擇一個輸出為120W/24V 直流/直流轉(zhuǎn)換器的設(shè)計作為典型的例子,，來說明設(shè)計流程,。
圖3 為半橋LLC 諧振變換器簡化示意圖，圖4 是它的典型波形,。圖3 中,，Lm 是變壓器勵磁電感，Llkp 和Llks 分別表示變壓器初級和次級的漏感,。LLC 諧振變換器的工作原理和傳統(tǒng)LC 串聯(lián)諧振變換器是類似的,。唯一不同的是，激磁電感相對較小,，因此Lm+Llkp 和Cr 之間的諧振會影響變換器的工作,。由于激磁電感較小，存在著相當(dāng)大的磁化電流（Im）,，如圖4 示,。
一般來說，LLC 諧振拓撲包括三部分,，如圖3 所示,；方波發(fā)生器，諧振網(wǎng)絡(luò)和整流網(wǎng)絡(luò),。
- 方波發(fā)生器,，通過每次切換都以50％占空比交替驅(qū)動開關(guān)Q1 和Q2 產(chǎn)生方波電壓Vd。方波發(fā)生器級可設(shè)計成一個全橋或半橋型,。
- 諧振網(wǎng)絡(luò)包括一個電容器,，變壓器的漏磁電感和激磁電感。諧振網(wǎng)絡(luò)可以濾掉高次諧波電流,。因此,，即使方波電壓應(yīng)用于諧振網(wǎng)絡(luò),，基本上只有正弦電流允許流經(jīng)諧振網(wǎng)絡(luò)。電流（Ip）滯后于施加于諧振網(wǎng)絡(luò)的電壓（也就是說,，方波電壓（Vd）的基波施加到了半橋上的圖騰）,，這允許零電壓開啟MOSFET,。從圖4可以看到,，當(dāng)電流流經(jīng)反向并聯(lián)二極管時，MOSFET開啟電壓為零,。
- 整流網(wǎng)絡(luò)通過整流二極管和電容器調(diào)整交流電,，輸出直流電壓。整流網(wǎng)絡(luò)可設(shè)計成一個帶有電容輸出濾波器的全橋或中心抽頭結(jié)構(gòu),。
諧振網(wǎng)絡(luò)的濾波功能可以讓我們用經(jīng)典的基波近似原理獲得諧振器的電壓增益,，假定只有輸入到諧振網(wǎng)絡(luò)的方波電壓的基波有助于功率傳遞到輸出。由于次級整流電路起到一個阻抗變壓器的作用,，等效負載電阻與實際負載電阻是不同的,。圖5 顯示了如何得到等效負載電阻。初級電路被替換成一個正弦電流源Iac和方波電壓VRI,，作為整流器輸入電壓,。因為Iac的平均值是輸出電流Io，可得到：
利用等效負載阻抗,，得到AC 等效電路,，如圖6 所示，VdF和VROF分別表示驅(qū)動電壓Vd 和反射輸出電壓VRO(nVRI)的基波,。
利用等式 (5) 的等效負載阻抗,，得到LLC 諧振變換器特性。利用圖6 示AC 等效電路,，計算電壓增益M
從等式（6）可以看出,，電路有兩個諧振頻率。一個由Lr 和Cr確定,，另一個由Lp 和Cr 決定,。在實際變壓器中，分別利用次級線圈開路和短路在初級測得Lp 和Lr,。
等式（6）需要關(guān)注的是,，在諧振頻率（ωo）處，不管負載怎么變化增益都是固定的,。
不考慮變壓器次級的漏磁電感,，等式（7）的增益變成1。在以前的研究中,，變壓器次級的漏磁電感常被忽略,，以簡化增益方程。然而，可以看到,，如果忽略變壓器次級漏磁電感,，計算的增益會存在相當(dāng)大的誤差，導(dǎo)致設(shè)計結(jié)果不正確,。
等式（7）中諧振頻率（ωo）下的增益也可以簡化成用K 表示的等式
盡管增益表示成等式（8）,，當(dāng)操作一個實際的變壓器時，增益最好表示成Lp 和Lr 的函數(shù),。因為這兩個量是很容易測量的,。把Lp 和Lr 用K 表示，我們可以得到：
利用等式（15）計算的諧振頻率增益作為變壓器的一個虛擬增益,，圖6 所示的LLC 諧振器的AC 等效電路可以簡化只含有Lp 和Lr 的形式,，如圖7 示
圖（8）給出了不同Q 值下等式（8）的增益，其中k=5,，fo=100kHz 和fp = 55kHz,。從圖8 可以看出，當(dāng)開關(guān)頻率約等于諧振頻率fo 時,，LLC 諧振器的特性幾乎與負荷無關(guān),。這是LLC 型諧振變換器一個獨特的優(yōu)勢，與常規(guī)串聯(lián)諧振變換器相比,。因此,，最好讓變換器工作在諧振頻率周圍，以減少小負載情況下開關(guān)頻率的變化,。
LLC 諧振變換器的工作范圍受到峰值增益（可達到的最大增益）的限制,，即圖8 中‘*’表示的位置。需要注意到,，峰值電壓增益不發(fā)生在fo 也不是fp,。峰值增益對應(yīng)的峰值增益頻率在fp 和fo 之間，如圖8 示,。隨Q 值降低（負載減少）,，峰值增益頻率向fp 移動，并且峰值增益較高,。隨Q值上升（負載增加）,，峰值增益頻率偏向fo，峰值增益下降,。因此,，滿負載狀態(tài)應(yīng)該是諧振網(wǎng)絡(luò)設(shè)計要考慮的最壞情況。
另一個決定峰值增益的重要因素是Lm 和Llkp 之間的比值,，即等式（9）中定義的K 值,。即使通過等式（8）能夠獲得某一特定條件下的峰值增益,，但是要用很簡潔的形式表達峰值增益是很困難的。此外,，對于諧振頻率（fo）以下的頻率,，從等式（8）求得的增益，因為基本近似,，存在一定的頻率誤差,。為了簡化分析和設(shè)計，通過使用模擬工具可以獲得峰值增益,。圖9 說明了對于不同的k 值,，峰值增益（可達到最大增益）是怎樣隨Q 變化的,。由此看來,，降低K 或Q 值能夠獲得較高的峰值增益。對于給定的諧振頻率（fo）和Q 值,，降低K 意味著減少激磁電感,，導(dǎo)致循環(huán)電流增加。因此,，需要在可用增益范圍和傳導(dǎo)損失之間作一個折中,。
在本節(jié)中，使用圖10 的示意圖作為參考,，來講述設(shè)計流程,。選擇一個輸出125W/24V 的直流/直流變換器作為設(shè)計實例。設(shè)計規(guī)格如下：
- 輸入電壓：380Vdc（PFC 級輸出）
- 輸出：24V/5A（120W）
- 保持時間要求：17ms
- PFC 輸出端的直流環(huán)節(jié)電容：100uf
[第一步] 定義系統(tǒng)參數(shù)
第一步必須定義以下參數(shù),。
預(yù)估效率（Eff）：估計電源轉(zhuǎn)換效率主要用來計算某一最大輸出功率下的最大輸入功率,。如果沒有可用的參考值，對于低壓輸出應(yīng)用場合,，Eff 一般取0.88~0.92,；對于高壓輸出應(yīng)用場合，Eff 一般取0.92~0.96,。有了預(yù)估效率,，可以計算最高輸入功率
- 輸入電壓范圍（Vinmin和Vinmax）：通常情況下，假定輸入電壓由功率因數(shù)校正（PFC）預(yù)調(diào)節(jié)器輸出提供,。當(dāng)PFC輸出提供輸入電壓,，考慮到保持時間的要求，最小輸入電壓為
其中VO.PFC 是PFC 額定輸出電壓,，THU是保持時間,，CDL是直流環(huán)節(jié)（DC link）大電容。
最大輸入電壓是：
[第二步] 確定諧振網(wǎng)絡(luò)的最大和最小電壓增益
在上一節(jié)討論中,，為了最大限度地降低開關(guān)頻率變化,，LLC諧振變換器一般運行在諧振頻率（fo）附近,。當(dāng)輸入電壓由PFC 輸入提供時，輸入電壓在正常運行時擁有最大值（PFC額定輸出電壓）,。把變換器最大輸入電壓情況下的工作頻率設(shè)計為諧振頻率（fo）,，最小增益應(yīng)該發(fā)生在諧振頻率（fo）。從等式（11）看出,，fo 增益是激磁電感和初級漏磁電感之間比值（k=Lm/Llkp）的函數(shù),。因此，必須選擇合適的k 值以獲得最小增益,。然而,，一個小的k 值仍可獲得較高的峰值增益，太小的k 值會使得變壓器耦合性差,，效率低,。一般，k 取5~10,，此時諧振頻率（fo）下的增益為1.1~1.2,。當(dāng)確定k 值后，就可以確定最大輸入電壓(Vinmin)情況下的最小電壓增益
[第三步] 確定變壓器圈數(shù)比 (n=Np/Ns)
因為整流網(wǎng)絡(luò)使用全波橋式整流器,，變壓器圈數(shù)比為：
其中,，VF 是次級整流二極管的壓降。
[第四步] 計算等效負載阻抗（Rac）
用等式21 求得變壓器的圈數(shù)比,，計算等效負載阻抗
[第五步] 設(shè)計諧振網(wǎng)絡(luò)
利用第二步選擇的K 值,，從圖9 的峰值增益曲線中讀取合適的Q 值，以確保足夠的峰值增益,。一般,，在峰值增益上要有10~15%余量。然后,，可以計算諧振參數(shù)
[第六步] 設(shè)計變壓器
變壓器設(shè)計的最壞情況是最低開關(guān)頻率條件,，發(fā)生在最低輸入電壓和滿負載情況下。為了計算最低開關(guān)頻率,，利用等式（8）畫出增益曲線,，讀取最小開關(guān)頻率。然后,，利用下面的等式計算變壓器的初級最小線圈數(shù)
其中,，Ae 是變壓器磁芯的橫截面積，單位m2 ,，△B 是磁通密度的最大擺幅,，單位特。如果沒有參考數(shù)據(jù),，△B 可以取0.25~0.3T
然后,，選擇次級線圈數(shù),，保證初級線圈數(shù)大于Npmin
[第7步] 變壓器構(gòu)造
在第五步中，確定了變壓器的參數(shù)Lp和Lr,。Lp和Lr 是可以分別利用次級線圈開路和短路,，在初級測量的。由于LLC變換器設(shè)計需要一個相對大的Lr,，一般采用一種可組合線軸,，如圖14 所示，以獲得理想的Lr值,。對于這種可組合線軸,，線圈數(shù)和繞線結(jié)構(gòu)是決定Lr 大小的主要因素，而變壓器芯的氣隙長度不會影響Lr太多,。但是,，通過調(diào)整氣隙長度卻可以輕松控制Lp。表1 顯示了不同氣隙長度下測得的Lp和Lr 值,。假設(shè)氣隙長度為0.15mm,，可以獲得Lp和Lr值。
即使在LLC 諧振變換器設(shè)計中,，這種整合變壓器的辦法，能夠?qū)⒋判栽械揭粋€單獨的芯中,，從而節(jié)省了一個磁性元件,，但是Lr 在實際變壓器設(shè)計中是不容易控制的。因此,，設(shè)計諧振網(wǎng)絡(luò)有時需要利用變壓器制造后實際測得的Lr 值,。或者增加一個諧振電感,，和諧振電容串聯(lián),，獲得理想的Lr 值。
[第八步] 選擇諧振電容
選擇諧振電容時,，必須考慮額定電流,，因為會有相當(dāng)數(shù)量的電流流經(jīng)電容。通過諧振電容器均方根電流為
本文講述了一種利用變壓器的激磁電感和漏磁電感作為諧振元件的LLC 諧振變換器的設(shè)計過程,。在計算增益時,，同時考慮了變壓器次級的漏磁電感。
