同步整流在輕載下的詳細分析

六云ocbohngfbq 2017-06-28

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引言
隨著計算機、通訊和網絡技術的迅猛發(fā)展 ,，低壓大電流 DC／ DC變換器成為目前一個重要的研究課題,。傳統(tǒng)的二極管或肖特基二極管整流方式，由于正向導通壓降大,，整流損耗成為變換器的主要損耗 ,。功率 MOSFET導通電阻低、開關時間短 ,、輸入阻抗高，成為低壓大電流功率變換器首選的整流器件,。根據 MOSFET的控制特點,，應運而生了同步整流 ( synchr onous rectification，SR)這一新型的整流技術 ,。

1 同步整流正激變換器
圖 l給出的是一種電壓自驅動同步整流正激變換器 ,，圖 1中兩個與變壓器耦合的分離輔助繞組N4,、 N5用來分別驅動兩個同步整流管 S201 、 S202,。當主開關管導通時 ,，變壓器副邊繞組上正下負，S201柵極電壓為高,，導通整流,；主開關管截止時，副邊繞組下正上負,，續(xù)流S202柵極為高,，導通續(xù)流。
正激變換器中,，同步整流S201 ,。的運行情況與變壓器磁復位方式有關。如果采用如圖1所示的輔助繞組復位電路,，在復位結束過程之后,，變壓器電壓保持為零的死區(qū)時間內，輸出電流流經續(xù)流同步整流管S202,，但是S202柵極無驅動電壓 ,，所以
輸出電流必須流經S202 的體二極管。MOSFET體二極管的正向導通電壓高 ,，反向恢復特性差 ,，導通損耗非常大，這就使采用 MOSFET整流的優(yōu)勢大打折扣,，為了解決這一問題,，較為簡單的做法是在S202的漏極和源極之間并聯一個肖特基二極管D201在S202截止的時間內，代替S202的體二極管續(xù)流,，這一方法增加的元件不多,，線路簡單，也很實用,。
為了優(yōu)化驅動波形 ,，可以采用分離的輔助繞組來分別驅動兩個同步整流管，比起傳統(tǒng)的副邊繞組直接驅動的同步整流變換器來說 ,，這種驅動方式無工作電流通過驅動繞組，因此不需要建立輸出電流的時間 ,， MOSFET能夠迅速開通 ,，開通時的死區(qū)時間即體二極管導通的時間減少了一半。另一方面驅動電壓不只局限于副邊電壓 ,，可以通過調整輔助線圈來得到合適的驅動電壓 ,。

2 輕載條件下的同步整流
對于正激變換器，在主開關管截止的時間里 ,，輸出電流是靠輸出儲能電感里的能量維持的,，因此變換器有兩種可能的運行情況：電感電流連續(xù) 模式( CCM， continuous current mode) 和電感電流斷續(xù)模式(DCM,，discontinuous current mode),。
2． 1 電感電流連續(xù)模式 CCM
當負載電流較大時，電感電流在整個周期內都不會下降到零,，每個開關周期可以分為兩個階段，在t1階段 ,，S201導通， S202截止,，電感兩端的電壓為Vs一Vo( 其中,，Vs為變壓器副邊繞組電壓，Vo為變換器輸出電壓 ),，電感電流持續(xù)上升,；t2階段，S201關斷,，S202導通,，電感兩端電壓為-Vo，電感電壓持續(xù)下降,。穩(wěn)態(tài)時,，一個開關周期內，濾波電容C的平均充電電流與放電電流相等,，故變換器輸出的負載電流平均值Io就是i_L的平均值 ,，由于負載電流較大，電感電流i_L在整個周期中都不會下降至零,，電感電流方向不發(fā)生變化,，如圖 2( a) 所示。
當負載電流Io減小時,，I_Lmax和I_Lmin,，都減小，當負載電流Io減小到使I_Lmin在T_off結束時恰好為零,，2(b) 所示 ,，此時的負載電流稱之為臨界電流
當負載電流進一步減小時，對于副邊采用傳統(tǒng)二極管續(xù)流工作的正激變換器來說 ,，將會出現電感電流斷續(xù) 的工作情況,，如圖 2( C) 所示。
當副邊采用同步整流工作時,，由于續(xù)流MOSFET的雙向導通的特性,，使得此時的電感電流能夠反向，如圖2(d) 所示,，產生環(huán)流,。有了環(huán)流就會消耗環(huán)流能量。這個能量的大小和輸出濾波電感有關 ,，輸出濾波電感越小,，環(huán)流就會越大，環(huán)流能量越大 ,，損耗也越大,。所以由于同步整流器不能從 CCM模態(tài) 自動切換到 DCM模態(tài) ，輕載時就會產生很大的環(huán)流損耗,。環(huán)流損耗 ,、開關驅動損耗和開關損耗使得變換器輕載時的效率較低。
為了避免電感電流輕載時反向形成環(huán)路電流 ,，可以采用如圖 3所示的驅動電路 ,。S201、S202為兩個同步整流管 ,，Vdd為一基準電壓,，R211和R212分壓后產生一個電壓給定值加在比較器的同向輸人端，比較器的反向輸人端接在輸出電流取樣電阻R210上,。當輸出電流高于臨界輸出電流 ,，比較器輸出高電平，主開關管截止期間 ,， S202,、S203導通 ,，高電位加至續(xù)流 MOSFET S202柵極，S202導通續(xù)流 ,；當輸出電流低于臨界電流時,，比較器輸出低電位，S204,、S203,、S202均截止，這個時候的續(xù)流工作就交由與S202并聯的肖特基管D201完成,，由于肖特基的單向導電性避免了環(huán)路電流的形成,。
值得注意的是，續(xù)流 MOSFET一定要在反向電流產生前截止,。如果已經產生了反向電流以后才使 MOSFET截止,，此時反向電流迅速下降，產生很大的 di／dt,，會在續(xù)流 MOSFET源極和漏極兩端產生很高的電壓尖峰 ,，這個電壓尖峰甚至可能高于 MOSFET的耐壓，使續(xù)流 MOSFET擊穿 ,，如圖4的試驗波形所示 ,。

在這種控制方式下，重載時由續(xù)流同步整流管續(xù)流,，輕載時由肖特基管續(xù)流,，電感電流將進入 DCM模式，這樣減少了導通損耗 ,，提高了輕載時變換器的效率 ,。
2． 2 電感電流斷流模式(DCM)
在這種情況下，每個周期可以分為三個階段 ,，t1 和t2階段同上述 CCM相同,。如果在進入t3時刻時，電感兩端電壓和電感電流精確為零 ,，電路就剛好處于穩(wěn)態(tài),，不會出現振蕩，但實際電路中,，很難保證這兩個條件的滿足,。
在t3階段，S201和S202均處于關斷狀態(tài),，由電感L201寄生電容Cp,，負載電容C201與負載并聯構成了LC振蕩回路，考慮到C201>>Cp，可以求得振蕩頻率為

這個頻率往往很高,，會在S202源極和漏極兩端形成明顯的振蕩,，也就是通常所說的振鈴現象，這個過程通常來說是欠阻尼振蕩,，如圖5的試驗波形所示,。

由于DCM模式能夠避免輕載時環(huán)路電流的產生，卻可以大大提高了變換器輕載時的效率,。兩種電路模式的效率對比如圖6所示。